中、高压变频器介绍

2018-03-14

1、多单元逆变器串联

采用移相PWM控制,也使叠加后输出电压的等效开关频率增加。例如,当每个单元的PWM载波频率为600Hz时,5单元串联后输出电压等效开关频率便为6kHz。一方面,开关频率的提高更有助于降低电流谐波,另一方面,由于单元内PWM载波频率较低,不仅可减少开关损耗,还可使逆变器死区时间引起的误差所占比例减少。

至于每相串联的单元数决定于输出电压等级,当每相用3、4、5个输出电压为480V的功率单元串联,变频器输出额定电压分别为2.3kV、3.3kV、4.16kV,如每相用5个690V或1275V的功率单元串联,输出额定电压可达6kV和10kV,由于采用的是单元串联,所以不存在器件直接串联引起的均压问题。

多单元串联方案线路比较复杂,功率器件数量多,如用高压(HV)IGBT,则可减少功率单元和器件的数量,例如用3.3kV的HVIGBT,则4.16kV和6kV的变频器只有2个和3个单元串联。

2、整流电路

常用的整流器几乎都采用晶闸管相控整流电路或二极管整流电路,直流侧则采用电容滤波,这样就使得它们交流侧的电流呈尖峰性而非正弦波,图11为单相整流示例。大量使用由这些电路构成的装置已成为电力系统中的主要谐波源,而且消耗大量的无功功率。为此,IEC、EN、IEEE均规定了谐波标准。参考应用较为普遍的IEEE5191992,我国颁布了GB/T1454993《电能质量公用电网谐波》国标。凡不符合上述标准的电力电子设备均不允许进、出口。

P为有功功率;S为视在功率;U为正弦电压有效值;I为总电流有效值;I1和φ1分别为基波电流有效值及其与电压的相角差。一般称ν=I1/I为电流波形畸变因数,cosφ1为位移因数或基波功率因数,即这时功率因数是由电流波形畸变和基波位移两个因素决定的。v也可表示为ν=,其中THDi=为总电流畸变率,反映电流的失真程度。

因为中、高压变频器都是大容量,更必须设法减少谐波对电网的影响,并提高功率因数。

3、整流电路的特殊多重化

这是一种输入变压器和电力电子部件一体化设计的电路拓扑。它利用特制的多绕组输入变压器和功率单元串联的巧妙结合,由变压器二次绕组的曲折联结,将输入电压相位互相错开。对电网而言形成多相负载,既能解决输出高电压问题,又能解决电网侧和负载侧的谐波问题。例如,对5个单元串联联结,变压器需有15个二次绕组,分为5个不同的相位组,它们互差12°电角度,最终形成30脉波的二极管整流电路。理论上29次以下的谐波都可以消除,THDi<1%,可获得如图14所示的输入电压电流波形。

变压器采用延边三角形(曲折联结),再配以抽头所分割段的匝比,可以实现任意角度的相移。例如,3个和4个单元串联时,二次绕组相位要互差±20°、0°和±30、±15°,分别相当于18脉波和24脉波整流,6个单元串联则相差±25°、±15°、±5°,相当36脉波,加上由于采用二极管整流的电压型结构,电动机所需的无功功率可由滤波电容提供,所以功率因数较高,基本上可保持在0.95以上。

这种多重化方案要用特制变压器,制作较复杂,器件数量多,导通损耗大。

4、3PWM整流电路

PWM整流器不是用晶闸管,而是用全控型器件构成,采用与逆变电路同样的SPWM技术。图15(a)和图15(b)即为单相和三相电压型PWM整流电路,通过对它的适当控制,可以使输入电流近似为正弦波,且电流和电压同相位,功率因数近似为1。图中交流侧电感L用以滤波和传递能量,直流侧电容Cdc起着滤除直流电压上开关纹波和平衡直流输入和输出能量的作用。

电网电势、桥式电路交流侧PWM电压的基波分量、电感上的压降和PWM整流器从电网吸收的电流,ω为电源角频率。从相量图可以看出,只要控制和电网电压同频,且调节它的幅值和相位,满足图中所示的相量关系,PWM整流器就能实现单位功率因数的整流或逆变,从而可实现能量的双向流动。

PWM整流器也可采用三电平电路,同三电平PWM逆变电路一样,相电压有三种电平,线电压有五种电平。在相同的开关频率下,其输入电流谐波比二电平电路要小得多。它不仅可做到单位功率因数,而且根据设计的功率定额富裕量,还可对连接在同一线路上的其它负载的无功功率进行补偿。它同时可以进行有功功率和无功功率的双向传输,实现电动和能量反馈的四象限传动,如图17(b)所示。

此外,有的还可在交流输入加谐波滤波器/功率因数补偿控制器。总之,通过各种措施,均可使交流侧THDi<5%,λ>0.95。

上述介绍的三种整流器和逆变器中,除特制变压器多重化外,其它整流电路和逆变电路可有不同的组合,即使同种组合也可有不同的接线方案。

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